EMI噪聲源的分析與優(yōu)化方法

良好的EMI是板級EMI設(shè)計和芯片EMI設(shè)計結(jié)合的結(jié)果。許多工程師對板級EMI的降噪接觸較多，也比較了解，而對于芯片設(shè)計中的EMI優(yōu)化方法比較陌生。

今天，我們將以一個典型的Buck電路為例，首先基于EMI模型，分析其噪聲源的頻譜，并以此介紹，在芯片設(shè)計中，我們?nèi)绾斡嗅槍π缘貎?yōu)化EMI噪聲。

1   Buck變換器的傳導(dǎo)EMI模型介紹

我們知道，電力電子系統(tǒng)中，半導(dǎo)體器件在其開關(guān)過程中會產(chǎn)生高dv/dt節(jié)點(diǎn)與高di/dt環(huán)路，這些是EMI產(chǎn)生的根本原因。

而適合的EMI模型可以幫助我們分析噪聲產(chǎn)生的原因。

同時，由于傳播路徑的不同，EMI可以分為共模和差模噪聲（可詳見：汽車電子非隔離型變換器傳導(dǎo)與輻射EMI的產(chǎn)生，傳播與抑制）。

圖1中展示了一個典型的Buck變換器差模和共模噪聲的傳播路徑。

圖1 Buck電路中差模和共模EMI的傳播路徑

EMI建模的第一步是把開關(guān)用電流源或電壓源進(jìn)行等效，等效之后，電路各處的電流和電壓依然不變。然后可以使用疊加定理來具體分析每一個源的影響。

以一個Buck變換器為例，在圖2(a)中，我們將開關(guān)用電壓源和電流源進(jìn)行替代，由于差模電流不留經(jīng)參考地，因此電路到參考地的寄生參數(shù)可以忽略。

在圖2(b)中，我們使用疊加定理對其分別進(jìn)行分析，需要注意的是，當(dāng)分析某一個源的影響時，其他的電壓源需做短路處理，而其他的電流源需進(jìn)行開路處理。由圖2(b)可知，實(shí)際上差模電流的源可以用Buck上管的電流等效，而最終的等效模型可簡化為圖3的形式。

(a) 使用替代定理將開關(guān)等效為電壓源或電流源

(b)使用疊加定理分析每個源的影響

圖2 Buck差模EMI噪聲模型推導(dǎo)

圖3 Buck差模EMI噪聲模型

由于差模噪聲是由開關(guān)電源本身運(yùn)行狀態(tài)決定的，因此，降低差模噪聲的主要方法是設(shè)計合理的差模濾波器，而與芯片設(shè)計關(guān)系不大。本次分享不展開討論。

另一方面，對于共模EMI噪聲來說，我們可以通過類似的方式進(jìn)行建模，圖4展示了建模的過程。值得一提的是，對于共模噪聲，由于輸入、輸出電容的阻抗通常遠(yuǎn)小于電路對地寄生電容的阻抗，因此在建模中，輸入、輸出電容可以作為短路處理。而最終的等效模型可簡化為圖5的形式。

(a)使用替代定理將開關(guān)等效為電壓源或電流源

(b)使用疊加定理分析每個源的影響

圖4 Buck共模EMI噪聲模型推導(dǎo)

圖5 Buck共模EMI噪聲模型

有些工程師朋友可能會有疑惑，這個模型如此簡潔，那么一些其他的電路元件是不是被忽略了呢？（比如圖6中所示的RC Snubber元件）

但實(shí)際上，答案是：并不會。

盡管EMI模型是相同的，但實(shí)際上開關(guān)波形會受到外部電路的影響，而這一部分已經(jīng)被包含在了噪聲源V_SW中。而在電路分析中，與一個電壓源并聯(lián)的器件可以忽略。正因如此，我們可以看到，圖6 中的RCSnubber可以從最終模型中去掉。

圖6 對于并聯(lián)元件的討論

2   EMI共模噪聲源的頻譜分析

根據(jù)上一節(jié)的內(nèi)容，我們知道對于Buck變換器來說，它的共模EMI噪聲源即為開關(guān)節(jié)點(diǎn)的電壓。在忽略開關(guān)振蕩時，Buck開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓波形可以等效為一個梯形波，如圖7(a)所示。其中梯形波的幅值A₀即為Buck的輸入電壓， t_r 和t_f 對應(yīng)節(jié)點(diǎn)電壓的上升和下降時間，波形的周期T 為Buck的開關(guān)頻f₀的倒數(shù)，d為buck電路的占空比。

(a)梯形波的時域波形

(b)梯形波的頻譜及其包絡(luò)

圖7

如果在頻域上對這個波形進(jìn)行分析，我們將會得到形如圖7(b)中的頻譜，而它的包絡(luò)線分為兩段：從f₀/πd 到1/πt_r( t_r取上升時間和下降時間中的較小值)，頻譜的包絡(luò)以每十倍頻率20dB下降；而在1/ πt_r之后，頻譜的包絡(luò)以每十倍頻率40dB下降。

那這個結(jié)論是怎么產(chǎn)生的呢？

實(shí)際上，如果對此梯形波進(jìn)行傅里葉分解，我們將會得到如下的表達(dá)式，其中， A_n為其n次諧波的幅值。

對這樣的形式，在x <1時，<1；在x>1時，

因此我們可以將其簡化為公式（2）中所示的形式，并依此畫出包絡(luò)線。

對于f₀/πd 到1/πt_r 區(qū)間的表達(dá)式，函數(shù)與頻率成反比；而在1/πt_r 之后，函數(shù)與頻率的平方成反比。因此我們得到了圖7中展示的斜率。

從公式（1）中我們還可以得到一些有趣的結(jié)論。

如圖8(a)所示，如果d=0.5 ，當(dāng)n 為偶數(shù)時，A_n=0，因此在頻譜上是沒有偶數(shù)次諧波分量的。

另外，如圖8(b)所示，當(dāng)d與0.5接近的時候，偶次諧波的包絡(luò)約等于2A₀|d?0.5| 。對于汽車電子來說，12V轉(zhuǎn)5V是一個很常見的應(yīng)用，此時的占空比也比較接近0.5，可以用這個結(jié)論幫助進(jìn)行分析。

(a)占空比為0.5的梯形波頻譜

(b)占空比接近0.5的梯形波頻譜

圖8

從公式（2）中，我們也可以對開關(guān)頻率以及上升下降時間的影響進(jìn)行量化分析。

在其他條件不變的前提下，如圖9 (a) 所示，如果開關(guān)頻率提高十倍，高頻EMI的噪聲源會整體提高20dB；而如圖9(b)所示，如果開關(guān)上升/ 下降時間變?yōu)槌跏贾档氖种?，則高頻EMI 的噪聲源也會整體提高20dB。

因此，提高開關(guān)頻率雖然有助于減小電感元件，但確實(shí)也對EMI提出了更高的挑戰(zhàn)。而對于芯片設(shè)計來說，MPS的大部分汽車電子芯片都支持客戶通過模擬或者數(shù)字的形式來設(shè)置開關(guān)頻率，從而幫助客戶通過EMI測試。

(a)開關(guān)頻率對頻譜的影響

(b)上升、下降時間對頻譜的影響

圖9

以上分析主要是基于理想開關(guān)波形，而實(shí)際開關(guān)波形（如圖10(a)所示）則往往會帶有一些振蕩，而在EMI頻譜上，在對應(yīng)振蕩頻率的位置也會出現(xiàn)一個凸起（如圖10(b)所示）。我們將在下一節(jié)中分析如何對這個問題進(jìn)行優(yōu)化。

(a)Buck變換器開關(guān)波形實(shí)測結(jié)果

(b)實(shí)際波形的FFT分解結(jié)果

圖10

3   IC設(shè)計中優(yōu)化EMI的方法

3.1 對開關(guān)波形振蕩的優(yōu)化

我們知道，在實(shí)際電路中，芯片、無源元件，以及PCB走線都會帶來一些寄生參數(shù)。而在開關(guān)過程中，這些寄生參數(shù)會造成一些振蕩。

圖11(a)中展示了Buck變換器上管開通過程中，形成開關(guān)節(jié)點(diǎn)振蕩的回路，其中L_Loop,IN，L_Loop,GND為PCB走線帶來的寄生電感，L_VIN,HS，L_SW,HS，L_SW,LS，L_GND,LS為引腳到芯片內(nèi)部晶片各節(jié)點(diǎn)的引線電感，C_DS，C_GD，C_GS為MOS管的寄生電容。

這個回路其實(shí)是距離芯片最近的一顆輸入電容C_IN片上下管之間形成的回路。在諧振發(fā)生時，C_IN上的電壓較穩(wěn)定，可以近似等效為輸入電壓V_IN。

(a)Buck變換器上管開通過程中的振蕩路徑

(b)振蕩簡化模型

圖11

通過進(jìn)一步簡化，我們可以得到圖11(b)中的串聯(lián)諧振模型，其中， R_FET,HS為上管在開通過程中的電阻：

L_TOT=L_LOOP,IN+L_LOOP,GND+L_VIN,HS+L_VIN,HS+L_SW,HS+L_SW,LS+L_CND,LS+ESL_CIN   （3）

R_TOt≈R_FET,HS+ESR_CIN   （4）

值得一提的時，在開通過程中，F(xiàn)ET處于飽和區(qū)，隨著V_G-S的增加，R_FET,HS會逐漸減小，最終達(dá)到導(dǎo)通電阻。

對于這個串聯(lián)諧振，其品質(zhì)因數(shù)Q如（5）所示：

   （5）

我們知道，Q值越大，振蕩越強(qiáng)烈。因此，為了從源頭上減小這個振蕩，我們需要做的是減小L_Tot的值，或者增大R_Tot和C_DS,LS。

在板級電路的設(shè)計上，是有一些方法來做到這點(diǎn)的。比如通過在下管并聯(lián)一個RC snubber，可以等效增大電容；或者通過增加Bootstrap電阻來減小開通速度，從而等效增大諧振發(fā)生時的R_FET,HS。但這些方法也有一些副作用，如增加了損耗，也增加了電路成本。

從芯片設(shè)計上進(jìn)行優(yōu)化的優(yōu)勢更明顯，副作用更小。從封裝技術(shù)上，相比傳統(tǒng)的引線鍵合封裝（如圖12(a)所示），MPS的倒裝封裝技術(shù)（如圖12(b)所示）大幅減小了封裝帶來的寄生電感，可將L_VIN,HS， L_SW,HS，L_SW,LS，L_GND,LS等從nH級降為pH級。

(a)引線鍵合封裝

(b)Mesh Connect倒裝封裝

圖12

此外，由于振蕩回路是由V_IN與芯片內(nèi)部上下管形成，通過將輸入環(huán)路分離為對稱的兩部分（如圖13(a)所示），MPS公司可以進(jìn)一步降低輸入回路的寄生電感。

圖13(b)對比了引線鍵合、單輸入封裝和倒裝封裝、輸入分離設(shè)計的兩顆芯片的噪聲源頻譜。從圖中可見，封裝的改進(jìn)帶來了15dB以上的提升。

(a)輸入分離設(shè)計

(b)噪聲頻譜對比

圖13

為了進(jìn)一步減小輸出回路的電感，MPS還可以進(jìn)一步將輸入電容也集成在封裝之中。

圖14對比了集成輸入電容的開關(guān)波形，由于回路電感進(jìn)一步減小，諧振頻率已經(jīng)在1GHz以上，已經(jīng)超過了許多EMI測試的要求范圍。

(a)不集成輸入電容

(b)集成輸入電容

圖14 開關(guān)波形與引腳示意圖

除了封裝技術(shù)之外，在電路設(shè)計上也可以通過動態(tài)調(diào)整開關(guān)速度，使得諧振發(fā)生時，上管處于剛剛導(dǎo)通的狀態(tài)，此時，R_FET,HS較大，從而可以有效抑制振蕩強(qiáng)度。這一設(shè)計可通過設(shè)計多級驅(qū)動，并在合適的時間開通不同驅(qū)動來實(shí)現(xiàn)。

圖15為一個兩級驅(qū)動的示例。

圖15 多級驅(qū)動（以兩級驅(qū)動為例）

圖16比較了傳統(tǒng)的單級驅(qū)動方式與兩級驅(qū)動的效果。

從圖16(a)的時域波形上可以看出，兩級驅(qū)動有效地降低了開關(guān)時的振蕩，而從圖16(b)的頻譜上來，兩級驅(qū)動也有非常明顯的效果，將振蕩產(chǎn)生的EMI峰值抑制了10dB以上。因為這一方法只改變了諧振回路中的電阻，因此諧振頻率不會發(fā)生變化。

另外，值得一提的是，由于多級驅(qū)動實(shí)際上降低了開關(guān)速度，它對開關(guān)損耗是有一定影響的。但相比于增加Bootstrap電阻的方法，由于多級驅(qū)動可以動態(tài)調(diào)節(jié)開關(guān)速度，在諧振發(fā)生后，芯片可以加快管子開通速度，從而使得總開關(guān)時間僅有有限的增加，來減少過多的開關(guān)損耗。

(a)開關(guān)波形

(b)開關(guān)頻譜

圖16 單級驅(qū)動與兩級驅(qū)動對比

4   總結(jié)

在本次的分享中，基于對噪聲源頻譜的分 析，我們可以量化各個關(guān)鍵參數(shù)對于頻譜的影響。另外，我們也介紹了芯片設(shè)計中降低EMI噪聲的一些方法：

從開關(guān)頻率的選擇上，MPS芯片支持多種開關(guān)頻率的選擇，部分芯片也可以開啟抖頻；

從封裝與布線設(shè)計上，MPS的倒裝封裝，對稱輸入設(shè)計，集成輸入電容等技術(shù)可以有效降低高頻噪聲源；從驅(qū)動方法上，MPS獨(dú)特的多級驅(qū)動可以有效減小開關(guān)振蕩。

（本文來源于《EEPW》202504）