FM調諧器架構的演進
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把全部系統(tǒng)集成到芯片可以減少所需測試的外部元器件數目，進而提高產品的可制造性。許多現代通訊應用都能看到功能整合的例子，但調頻無線電廣播標準直到最近都沒有太大技術進展。就算進入今日數字時代，許多便攜式調頻無線電仍需超過15顆外部元器件。無線電制造商仍以早期模擬技術為其設計基礎，這些模擬技術多半采用昂貴和低集成度的雙極性(bipolar)或Bi-CMOS工藝。
盡管FM調諧器(tuner)相關產品市場持續(xù)成長，其無線電架構卻幾乎沒有任何改變。完全集成式100%CMOS數字低中頻架構的出現是FM調諧器無線電架構過去十年來的第一次重大進步。在此之前，設計人員已將數種射頻架構用于FM調諧器，它們各有自己的優(yōu)缺點。為了討論方便起見，我們將分析傳統(tǒng)的調頻發(fā)射機和調頻接收機架構以便了解調頻系統(tǒng)的共同架構。我們還將介紹FM調諧器的多種演進結果，它們最后為調頻接收器帶來全新的數字低中頻架構。另外，我們也將解釋這套架構如何實現全面性高效能整合，使得整個FM調諧器只需一顆外部旁路電容。
圖1：(a)調頻發(fā)射機和(b)調頻接收機方塊圖
圖1顯示傳統(tǒng)的調頻發(fā)射機和接收機。調頻發(fā)射機先讓左右聲道的音頻信號通過預加重濾波器(pre-emphasisfilter)，然后將信號與RDS(RadioDataSystem)數據結合在一起產生復合信息信號m(t)。發(fā)射機接著調變信息信號頻率并將結果送到射頻發(fā)射機，由它將信號升頻轉換至無線電頻率并產生輸出信號xFM(t)。設計人員可以使用電壓控制振蕩器(VCO)實作調頻調變器和射頻發(fā)射機功能。就理論而言，這種直接調頻調變法應能正常工作，但設計人員實際上會利用鎖相回路(PLL)穩(wěn)定載波頻率以避免頻率漂移，同時利用功率放大器驅動天線。
調頻接收機使用射頻接收機把射頻信號xFM(t)降轉至基帶。在理想情形下，調頻解調器可藉由反向執(zhí)行調變程序取回原始信息。接收機接著把信息信號m(t)送給MPX解調器以便將音頻和RDS數據分離，再讓左右聲道音頻通過去加重(de-emphasis)電路以消除預加重濾波器引進的線性失真。預加重和去加重濾波器的串聯(lián)不會影響左右聲道音頻，但能大幅衰減高頻噪聲與干擾，理論上可將信號雜波比(SNR)提高13dB左右[1,2]。
FM調諧器效能主要由射頻接收機與調頻解調器決定。最基本的調頻解調器架構就是一個由時域差分器和包絡檢測器組成的鑒頻器(frequencydiscriminator)。采用這種解調器時，差分器會把利用相位存儲信息的調頻信號轉換成利用振幅存儲信息的調幅信號，然后由包絡檢測器從振幅中取回信息。調頻載波的振幅變動可能會破壞鑒頻器的解調輸出，因此鑒頻器的前面通常會增加一級限幅器以便除去載波的振幅變動。其它常用的調頻鑒頻器包括Foster-Seeley鑒別器和比例檢測器[1,2]。制造商過去大都利用分立元器件組成的鑒頻器設計調頻解調器，例如變壓器、晶體管、二極管、電阻和電容；今天，多數設計都已采用IC解決方案。
圖2：典型的鎖相回路方塊圖及其線性模型
鎖相回路是目前很受歡迎的一種調頻調變架構，圖2就是典型的鎖相回路方塊圖及其線性模型。其中PD代表相位檢測器(PhaseDetector)，KPD是相位檢測器增益，HLF(s)是回路濾波器轉移函數，KVCO/s則是壓控振蕩器轉移函數。鎖相回路是一種負反饋系統(tǒng)，它會根據輸入信號xFM(t)鎖定反饋信號xVCO(t)的相位。調頻信號xFM(t)可表示為下列方程式：
其中Ac是載波振幅，fc是載波頻率，KVCO是電壓/頻率轉換常數，m(t)則代表信息或信息信號?；芈锋i定后，相位誤差fe將保持不變。反饋信號xVCO(t)可表示為下列方程式：
在回路鎖定時為常數，所以送到壓控振蕩器的控制電壓將等于m(t)。鎖相回路的負反饋動作會迫使壓控振蕩器頻率等于輸入信號頻率；為了做到此點，它會調整壓控振蕩器的控制電壓讓相位誤差保持不變。我們若從xFM(t)中移除信息信號，壓控振蕩器頻率將會鎖定載波中心頻率fc并隨其振蕩。m(t)出現后，xFM(t)會偏離中心頻率；此時回路若已鎖定，鎖相回路就會調整壓控振蕩器的控制電壓來追蹤xFM(t)的頻率偏移。由于壓控振蕩器的輸出頻率與控制電壓成正比(
)，xFM(t)的頻率偏移又正比于信息信號(
)，所以壓控振蕩器的控制電壓將等于信息信號m(t)。 工程師經常以鎖相回路做為調頻解調器，因為它們可以讓調頻臨界值低于采用鑒頻器的解調器[1,4]。鎖相回路、鎖頻回路(FLL)和帶有反饋的頻率解調器(FMFB)之間關系很密切，它們都能擴大調頻解調器的臨界值[4]。雖然此外還有其它的調頻解調器架構，但設計人員通常會利用模擬與數字技術在IC里實作這些解調器。
圖3：FM調諧器射頻前端的簡化方塊圖
FM調諧器的無線電環(huán)境是由其目標信號頻帶組成，這在美國和歐洲是88-108MHz，日本則是76-90MHz；另外，它還包括調諧器帶寬內的所有其它信號。圖3是FM調諧器射頻前端的簡化方塊圖。射頻帶通濾波器(BPF)不會衰減頻帶邊緣的通道，因此它通常設計成略大于整個調頻頻帶。高效能FM調諧器則會采用帶寬較緊的射頻追蹤濾波器，以便衰減信號很強的調頻信道所造成的頻帶外和頻帶內干擾。射頻追蹤濾波器需要可變帶通濾波器和控制機制來改變?yōu)V波器的中心頻率，所以多數的低成本調頻接收機不會使用這種濾波器，這使得處理頻帶內與頻帶外信號造成的噪聲就成為射頻接收機的關鍵要求之一；其它要求還包括提供信道選擇和小信號放大功能，但這不能造成信息信號的信號雜波比下降太多。
超外差接收機
圖4：調頻超外差接收機
直到1990年代末期為止，幾乎所有商用調頻廣播接收機設計都是采用某種形式的超外差接收機。圖4就是超外差接收機的方塊圖。超外差接收機先將調頻信號轉換成一個或多個中頻，然后才進行調頻解調。此方塊圖是雙中頻超外差接收機。射頻帶通濾波器是能讓調頻頻帶通過、但會衰減頻帶外干擾的一種預選擇濾波器。設計人員會在射頻帶通濾波器的后面增加低噪聲放大器(LNA)，它能利用增益衰減后面各級電路傳來的噪聲，進而改善接收機的靈敏度?；觳ㄆ鲿研盘柦殿l轉換到比本地振蕩器頻率還高出和少于中頻頻率的位置，因此接收機需要一個鏡像抑制帶通濾波器(image-rejectBPF)來選擇目標信號和抑制鏡像信號。中頻帶通濾波器IF1BPF和IF2BPF是提供信道選擇的固定頻率濾波器，限幅器則會除去降頻信號的振幅變異，然后才將它送到調頻解調器。接收機的中頻頻率通常會低于射頻頻率，以便設計人員輕松實作耗電較小的增益與濾波功能。
超外差架構能將其增益和濾波功能分散到不同的頻率范圍，因此不需要高Q值濾波器就能提供良好噪聲與干擾效能。然而這種架構需要許多外接元器件，包括射頻、鏡像和中頻帶通濾波器以及鎖相回路壓控振蕩器和回路濾波器等，這使它相當龐大而昂貴[3,5]。
模擬低中頻接收機
圖5：模擬低中頻接收機
模擬低中頻架構很像是包含一級中頻電路的超外差架構，主要區(qū)別在于它的射頻鎖相回路與混波器是利用正交信號所設計，故可提供芯片內建的鏡像消除功能。鏡像頻率與目標信號的距離等于中頻頻率的兩倍，因此中頻信號頻率如果太低，鏡像信號就會比較靠近目標信號，這將迫使設計采用邊緣陡峭的高Q值鏡像抑制濾波器。但若采用正交混波器，設計人員就能利用鏡像消除技術衰減鏡像信號[3,5,6]，此時就算中頻頻率很低也不會造成影響。完成鏡像消除后，接著就由中頻帶通濾波器提供通道選擇。同樣的，在低中頻的位置執(zhí)行放大(限幅)和通道選擇要比在高中頻或射頻更容易。模擬低中頻接收機的主要優(yōu)點是它能減少所需的外部元器件；事實上，工程師若能將射頻和中頻帶通濾波器以及射頻鎖相回路全部集成到芯片，那么它就完全不需任何外部元器件。模擬低中頻接收機的最大缺點是其效能與模擬元器件有關，而模擬元器件又會受到工藝、電壓和溫度變異影響。這些變異通常會將鏡像消除能力限制在25-30dB左右，因此鏡像信號可能隨著不同的中頻選擇而變得非常大。過大的鏡像信號會干擾目標信號，我們可在FM調諧器的音頻輸出端聽到它在兩個不同的本地振蕩器頻率所產生的干擾。除此之外，邊緣抖峭的中頻通道濾波器還需要一顆很大的電容和很多的芯片面積。純模擬設計通常只能提供大約35-40dB的相鄰通道選擇性(adjacentchannelselectivity)，這使得干擾效能變得很差。此時只要有較大的干擾信號進入調頻解調器，系統(tǒng)就可能過載或產生互調失真。
數位低中頻接收機
圖6：數位低中頻接收機方塊圖
圖6是數位低中頻接收機的方塊圖。數字低中頻架構是一種混合信號架構，它會利用模擬數字轉換器(ADC)把同相位(I)和正交相位(Q)中頻信號轉換成數字中頻信號，接著再由數字正交混波器把模擬數字轉換器輸出降頻轉換至基帶。這種架構擁有模擬低中頻架構的整合優(yōu)點以及數字電路實作的可重復性和可靠性。工程師可以利用模擬與數字電路的組合提供優(yōu)異的鏡像抑制能力，這是因為數字電路能完美匹配和進行校準來排除模擬元器件的瑕疵。另一優(yōu)點是中頻低通濾波器不需提供完整通道濾波，許多時候甚至只需提供衰減隔臺干擾源(alternatechannelinterferer)所需的濾波能力和模擬數字轉換器所需的抗混疊濾波(anti-aliasingfiltering)。工程師已在數字域實作信道濾波功能以提供陡峭的濾波器下降與衰減，并將芯片面積減至最小和利用高密度亞微米CMOS的優(yōu)點。數字低中頻架構的最大缺點是它需要高效能模擬數字轉換器[5]，實際要求則視中頻、轉換器前面的干擾濾波數量和輸入信號的動態(tài)范圍要求而定。這套架構已通過SiliconLaboratoriesAero®接收器成功用在GSM/GPRS移動電話接收機。
實際范例CSi4700FM調諧器
Si4700是業(yè)界首款利用數字低中頻架構和全CMOS工藝技術的收音機調諧器元器件，使得這套功能齊全的整合解決方案只需一顆外接電源旁路電容和不到20平方毫米的電路板面積。圖7是Si4700/01FM調諧器方塊圖，這款元器件利用SiliconLaboratories已通過考驗的Aero數字低中頻接收機架構與合成器技術提供更優(yōu)異的射頻效能和干擾抑制能力。數字低中頻架構可省下外部元器件，而且不必為了模擬工藝變異在工廠進行調整。這種混合信號架構讓DSP執(zhí)行信道選擇、調頻解調和立體音頻處理，進而提供優(yōu)于傳統(tǒng)模擬架構的更強大效能。
圖7：Si4700/01數位低中頻FM調諧器方塊圖
Si4700FM調諧器不需任何外部匹配電路就能達到2.5μV的靈敏度水平。它還擁有杰出的過負載耐受性(overloadimmunity)，包括108dBμV的IP3以及50dB與70dB的相鄰通道選擇性和隔臺選擇性。Si4700利用DSP針對各種信號接收狀況提供最佳音質，這種高階集成度、效能和干擾抑制能力全部來自于數字低中頻架構以及利用數字技術實作的通道選擇和調頻解調功能。除了簡化設計和縮短開發(fā)時間外，數字低中頻架構還通過高集成度省下原本所需的外部元器件，進而提高質量和改善可制造性。
結語
隨著FM調諧器采用數字低中頻接收機架構，一個新的FM調諧器時代也正式展開。數字架構讓調頻接收機通過CMOS技術集成到一顆芯片，這為FM調諧器設計帶來革命性改變。SiliconLaboratoriesSi4700FM調諧器不但證明這樣的集成度確能實現，還提供絕佳的靈敏度和抗干擾效能。CMOS技術的不斷進步將為數字低中頻FM調諧器帶來許多好處，因為所有調頻信號處理功能都可在數字域實作。單芯片FM調諧器能簡化設計流程，讓幾乎所有的便攜式消費電子裝置都能輕松導入FM調諧器。功能完整的系統(tǒng)單芯片還會將外部元器件用料減至最少。另外，設計人員還能在IC制造商的測試實驗室測試完整系統(tǒng)，確保其運作正常，這有助于提高最終產品的質量與可制造性。消費者需求終將迫使便攜式電子產品采用FM調諧器，而新的數字低中頻FM調諧器也將繼續(xù)簡化設計和提高可制造性。
參考數據
[1]S.Haykin,CommunicationSystems,3rdEdition,Wiley,1994
[2]R.E.Ziemer,W.H.Tranter,PrinciplesofCommunications,Systems,Modulation,
andNoise,FourthEdition,Wiley,1995
[3]B.Razavi,RFMicroelectronics,PrenticeHall,1998
[4]W.Mohr,“RapidApproximativeCalculationandOptimizationofPLL-FM-DemodulatorThreshold”,Proc.oftheIEEEInt.SymposiumonCircuitsandSystems,June7-9,1988,HelsinkiFinland,pgs.595C598.
[5]T.Tuttle,IntroductiontoWirelessReceiverDesign,ISSCC2002Tutorial,Feb2002
[6]A.Abidi,“RFCMOSComesofAge”,IEEEJournalofSolid-StateCircuits,vol.39,no.4,Apr2004,pgs.549C561
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